这里简单回顾三个关键设计要点：
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端子改造：在保持原有引脚位置不变的前提下，SEMITRANS 20封装新增3个辅助端子，实现对全部四个开关的完整控制；
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热设计：采用 Si₃N₄ AMB 基板，芯片结温较标准 Al₂O₃ 陶瓷降低 20K，同等结温假设下输出电流能力提升15%；
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低杂散电感布局：通过3D电磁场仿真迭代优化母排几何，并采用Split-TNPC芯片布局，关键换流路径的杂散电感最高降低 57%。
设计目标再好，最终要靠实测数据说话。
今天我们就从电气性能测试的维度，逐项验证这个模块的设计是否兑现——正向导通特性、双脉冲SOA与栅极电阻选取、开关波形、杂散电感实测，以及 Si₃N₄ AMB 带来的热阻改进，用数据一一回应。
测量结果
正向导通特性
正向特性曲线在主端子处测得。各支路的正向导通测量结果几乎完全一致，表明模块内部结构具有高度对称性。
IGBT T1/T4 与二极管 D1/D4 的导通特性
T2D3 与 T3D2 路径的导通特性
SOA测量与栅极电阻选取
四条换流路径的栅极电阻通过双脉冲测试确定。确定Rgoff时，IGBT在室温和150°C下以两倍额定电流（1800A）关断，同时测量芯片上的过电压。四条换流路径均需执行该流程，本文以其中两条路径为例展开，并与对应的另外两条路径进行对比。
双脉冲测试平台
换流路径 T1 – T2 D3（T4 – T3 D2）
换流回路 T1 – T2 D3 电路图
1700V开关T1在仅600V的换流电压下关断，电压裕量充足，Rgoff可低至0Ω。观察到的过压特性为该IGBT技术的典型表现：随 Rgoff 减小，过压先升高至最大值，随后继续减小Rgoff趋近0Ω时略微回落。当Rgoff ≤ 1Ω时，包含驱动器与模块的栅极回路阻尼不足，栅极回路杂散电感可能与芯片电容谐振，因此推荐Rgoff ≥ 1Ω。
T1 关断过压特性
由于Rgoff低于4Ω时关断损耗保持不变，最终T1/T4选取 Rgoff = 1.5 Ω。T4 的结果与T1类似。
T1/T4 关断损耗 Eoff 随 Rgoff 的变化（600V，900A）
确定T1的Rgon时，在双脉冲测试中关断二极管D3并测量其过压——此时 1700V IGBT与1200V二极管换流。为找到临界工况，电流从额定值变化至接近零，覆盖室温与150°C。在全部电流与Rgon范围内，未出现临界过压。
二极管的软恢复特性带来了相应的反向恢复电流峰值：Rgon = 0.5Ω 时，反向恢复电流峰值达到2倍额定电流。Rgon的选取在开关损耗与二极管反向电流峰值之间折中，最终选定Rgon = 1.5Ω。T1/T4与D2/D3 的开通、关断损耗非常接近，再次印证了换流路径的对称性。
T1/T4 的 Eon 与 D2/D3 的 Err（600V，900A，150°C）
换流路径 T3 D2 – D1（T2 D3 – D4）
换流回路 T3 D2 – D1 电路图
1200V开关 T2/T3 的电压裕量小于1700V开关，需要更大的Rgoff以维持反偏安全工作区（RBSOA）。Rgoff = 3Ω时过压已触及芯片极限，因此 T2/T3 选取 Rgoff = 3.6Ω，为芯片耐压保留约100V的安全裕量。
T3 关断过压（600V，1800A，25°C）
T2/T3 关断损耗 Eoff 随 Rgoff 的变化（600V，900A，150°C）
两条内部换流路径T3 D2-D1 与 T2 D3-D4 的关断损耗几乎相同，而T2与T3的开通损耗存在一定差异。这可归因于开通瞬间负载电流对栅极的负反馈不同，计划在下一版模块中改进。
T2/T3 的 Eon 与 D1/D4 的 Err 随 Rgon 的变化（900A，600V，150°C）
开关波形
T1与T4、D3与D2在开通和关断过程中的电流、电压波形几乎完全一致，两条路径布局对称。
T1/T4 关断波形（150°C，900A，Rgoff = 1.5Ω）
T1/T4 开通波形（150°C，900A，Rgon = 1.5Ω）
T2与T3关断时的电流和电压波形几乎相同，T2/D3-D1与T3/D2-D4支路的主电流路径对称；开通时在二极管反向恢复峰值之后出现略微不同的电压波形，这也解释了开通损耗随Rgon变化的差异。该差异由主电流路径与T2/T3栅极电路之间不同的感性耦合引起。总体而言，实测波形符合预期。
T2/T3 关断波形（150°C，900A，Rgoff = 3.6Ω）
T2/T3 开通波形（150°C，900A，Rgon = 0.5Ω）
杂散电感测量
四条换流路径的杂散电感按 IEC 60747-15 测量。被测器件（DUT）本身不开关，而是由外部开关在DUT中产生电流斜率。图示示例中，D3、T2 和D1作为与负载电感并联的续流路径，外部开关开通时，DUT中的电流以近乎恒定的di/dt关断，测量DC+ 与 N之间的电压即可确定杂散电感。
模块杂散电感测量装置（TOP 路径 1）
需要说明的是，电感仿真考虑的是包含T1 与 T2/D3 的换流路径；而在测量中，电流流经二极管D1而非晶体管T1。由于开关T1与二极管D1的芯片位于同一块AMB基板上且直接相邻，由此产生的差异可忽略不计，并已通过仿真确认。
仿真与实测结果对比如下，两者高度吻合，偏差在测量容差范围内：
Si₃N₄ AMB带来的热阻改进
测量了T1/T4开关的结-壳热阻Rth j-c，并与采用同型号IGBT、Al₂O₃ DBC基板的模块在相同测试条件下对比。结果表明：Si₃N₄ AMB 方案的Rth j-c 比 Al₂O₃ DBC方案低约35%。
利用实测的热阻值与开关损耗数据，在SemiSel仿真软件中对模块建模并参数化，随后在不同冷却方式与负载参数下进行了系统级仿真，结果验证了项目初期的预测：
•风冷条件下，AFE应用中模块输出可达500kW；
•液冷条件下，输出可达750kW。
结论
本文介绍了基于改进型SEMITRANS 20封装的高功率密度3L-TNPC模块的成功开发与实验验证，要点如下：
•通过引入3个辅助端子并采用对称的Split-TNPC布局，在单一封装内集成了完整的TNPC拓扑，保证了换流路径均衡；
•借助内部母排几何的3D有限元迭代仿真，关键换流路径的寄生杂散电感最高降低57%，仿真精度经实验测量确认，计算值与实测值高度吻合；
•Si₃N₄ AMB基板与芯片烧结工艺的组合，使结温降低20K、Rth j-c 降低约35%、功率循环能力翻倍；
•基于实测Rth与开关损耗数据的系统级仿真确认：AFE工况下风冷可达500 kW、液冷可达750kW。
该设计经验证是一套面向现代高效变流系统需求的高性能解决方案。
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